工程師不可不知的開關電源關鍵設計（二）
牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，應廣大網(wǎng)友迫切要求，電子發(fā)燒友推出開關電源設計整合系列和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關注后續(xù)章節(jié)。
一、開關電源EMI的一些設計經驗
開關電源的EMI干擾源集中體現(xiàn)在功率開關管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環(huán)境對開關電源的干擾主要來自電網(wǎng)的抖動、雷擊、外界輻射等。
1.開關電源的EMI源
開關電源的EMI干擾源集中體現(xiàn)在功率開關管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環(huán)境對開關電源的干擾主要來自電網(wǎng)的抖動、雷擊、外界輻射等。
(1)功率開關管
功率開關管工作在On-Off快速循環(huán)轉換的狀態(tài)，dv/dt和di/dt都在急劇變換，因此，功率開關管既是電場耦合的主要干擾源，也是磁場耦合的主要干擾源。
(2)高頻變壓器
高頻變壓器的EMI來源集中體現(xiàn)在漏感對應的di/dt快速循環(huán)變換，因此高頻變壓器是磁場耦合的重要干擾源。
(3)整流二極管
整流二極管的EMI來源集中體現(xiàn)在反向恢復特性上，反向恢復電流的斷續(xù)點會在電感(引線電感、雜散電感等)產生高 dv/dt，從而導致強電磁干擾。
(4)PCB
準確的說，PCB是上述干擾源的耦合通道，PCB的優(yōu)劣，直接對應著對上 述EMI源抑制的好壞。
2.開關電源EMI傳輸通道分類
(一). 傳導干擾的傳輸通道
(1)容性耦合
(2)感性耦合
(3)電阻耦合
a.公共電源內阻產生的電阻傳導耦合
b.公共地線阻抗產生的 電阻傳導耦合
c.公共線路阻抗產生的電阻傳導耦合
(二). 輻射干擾的傳輸通道
(1)在開關 電源中，能構成輻射干擾源的元器件和導線均可以被假設為天線，從而利用電偶極子和磁偶極子理論進行分析;二極管、電容、功率開關管可以假設為電偶極子，電 感線圈可以假設為磁偶極子;
(2)沒有屏蔽體時，電偶極子、磁偶極子，產生的電磁波傳輸通道為空氣(可以假設為自由空間);
(3)有屏蔽體時，考慮屏蔽體的縫隙和孔洞，按照泄漏場的數(shù)學模型進行分析處理。
3.開關電源EMI抑制的9大措施
在開關電源中，電壓和電流的突變，即高dv/dt和di/dt，是其EMI產生的主要原因。實現(xiàn)開關電源的EMC設計技術措施主要基于以下兩點：
(1)盡量減小電源本身所產生的干擾源，利用抑制干擾的方法或產生干擾較小的元器件和電路，并進行合理布局;
(2)通過接地、濾波、屏蔽 等技術抑制電源的EMI以及提高電源的EMS。
分開來講，9大措施分別是：
(1)減小dv/dt和di/dt(降 低其峰值、減緩其斜率)
(2)壓敏電阻的合理應用，以降低浪涌電壓
(3)阻尼網(wǎng)絡抑制過沖
(4)采用軟恢復特 性的二極管，以降低高頻段EMI
(5)有源功率因數(shù)校正，以及其他諧波校正技術
(6)采用合理設計的電源線濾波器
(7)合理的接地處理
(8)有效的屏蔽措施
(9)合理的PCB設計
4.高頻變壓器漏感的控制
高頻變壓器的漏感是功率開關管關斷尖峰電壓產生的重要原因之一，因此，控制漏感成為解決高頻變壓器帶來的EMI首要面對的問題。
減小高頻變壓器漏感兩個切入點：電氣設計、工藝設計!
(1)選擇合適磁芯，降低漏感。漏感與原邊匝數(shù)平方成正比，減小匝數(shù)會顯著降低漏感。
(2)減小繞組間的絕緣層。現(xiàn)在有一種稱之為“黃金薄膜”的絕緣層，厚度20～100um，脈沖擊穿電壓可達幾千伏。
(3)增加繞組間耦合度，減小漏感。
5.高頻變壓器的屏蔽
為防止高頻變壓器的漏磁對周圍電路產生干擾，可采用屏 蔽帶來屏蔽高頻變壓器的漏磁場。屏蔽帶一般由銅箔制作，繞在變壓器外部一周，并進行接地，屏蔽帶相對于漏磁場來說是一個短路環(huán)，從而抑制漏磁場更大范圍的 泄漏。
高頻變壓器，磁心之間和繞組之間會發(fā)生相對位移，從而導致高頻變壓器在工作中產生噪聲(嘯叫、振動)。為防止該噪聲，需要對變 壓器采取加固措施：
(1)用環(huán)氧樹脂將磁心(例如EE、EI磁心)的三個接觸面進行粘接，抑制相對位移的產生;
(2)用“玻璃珠”(Glass beads)膠合劑粘結磁心，效果更好。
二、半橋式開關電源變壓器參數(shù)計算方法
半橋式開關電源變壓器參數(shù)的計算
半橋式變壓器開關電源的工作原理與推挽式變壓器開關電源的工作原理是非常接近的，只是變壓器的激勵方式與工作電源的接入方式有點不同;因此，用于計算推挽式變壓器開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數(shù)的數(shù)學表達式，只需稍微修改就可以用于半橋式變壓器開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數(shù)的計算。
A)半橋式開關電源變壓器初級線圈匝數(shù)的計算
半橋式變壓器開關電源與推挽式開關電源一樣，也屬于雙激式開關電源，因此用于半橋式開關電源的變壓器鐵心的磁感應強度B，可從負的最大值-Bm，變化到正的最大值+Bm，并且變壓器鐵心可以不用留氣隙。半橋式開關電源變壓器的計算方法與前面推挽式開關電源變壓器的計算方法基本相同，只是直接加到變壓器初級線圈兩端的電壓僅等于輸入電壓Ui的二分之一。根據(jù)推挽式開關電源變壓器初級線圈匝數(shù)計算公式(1-150)和(1-151)式：
設直接加到半橋式開關電源變壓器初級線圈兩端的電壓為Uab，且Uab =Ui/2 ，則上面(1-150)和(1-151)式可以改寫為：
上面(1-174)和(1-175)式就是計算半橋式開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數(shù)的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的最少匝數(shù)，S為變壓器鐵心的導磁面積(單位：平方厘米)，Bm為變壓器鐵心的最大磁感應強度(單位：高斯);Uab為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關電源的工作電壓，單位為伏;τ = Ton，為控制開關的接通時間，簡稱脈沖寬度，或電源開關管導通時間的寬度(單位：秒);
F為工作頻率，單位為赫芝，一般雙激式開關電源變壓器工作于正、反激輸出的情況下，其伏秒容量必須相等，因此，可以直接用工作頻率來計算變壓器初級線圈N1繞組的匝數(shù);F和τ取值要預留20%左右的余量。式中的指數(shù)是統(tǒng)一單位用的，選用不同單位，指數(shù)的值也不一樣，這里選用CGS單位制，即：長度為厘米(cm)，磁感應強度為高斯(Gs)，磁通單位為麥克斯韋(Mx)。
B)交流輸出半橋式開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比的計算
半橋式變壓器開關電源如果用于DC/AC或AC/AC逆變電源，即把直流逆變成交流，或把交流整流成直流后再逆變成交流，這種逆變電源一般輸出電壓都不需要調整，因此電路相對比較簡單，工作效率很高。請參考圖1-36、圖1-38、圖1-39。
用于逆變的半橋式變壓器開關電源一般輸出電壓uo都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系數(shù)(有效值與半波平均值之比)等于1，因此，方波的有效值Uo與半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up與半波平均值Upa也相等。所以，只要知道輸出電壓的半波平均值就可以知道有效值，再根據(jù)半波平均值，就可以求得半橋式開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比。
根據(jù)前面分析，半橋式變壓器開關電源的輸出電壓uo，主要由開關電源變壓器次級線圈輸出的正激電壓來決定。因此，根據(jù)(1-158)、(1-159)、(1-161)等式其中一式就可以出半橋式變壓器開關電源的輸出電壓的半波平均值。由此求得半橋式逆變開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級變壓比，D = 0.5時 (1-176)
(1-176)式就是計算半橋式逆變開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的匝數(shù)，N2為變壓器次級線圈的匝數(shù)，Uo輸出電壓的有效值，Ui為直流輸入電壓，Upa輸出電壓的半波平均值。
(1-176)式還沒有考慮變壓器的工作效率，當把變壓器的工作效率也考慮進去時，最好在(1-176)式的右邊乘以一個略大于1的系數(shù)。
C)直流輸出電壓非調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比的計算
直流輸出電壓非調整式半橋開關電源，就是在DC/AC逆變電源的交流輸出電路后面再接一級整流濾波電路。請參考1-43、圖1-44、圖1-45。這種直流輸出電壓非調整式半橋開關電源的控制開關K1、K2的占空比與DC/AC逆變電源一樣，一般都是0.5，因此，直流輸出電壓非調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比可直接利用(1-176)式來計算。即：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級變壓比，D = 0.5時 (1-176)
不過，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮整流二極管的電壓降和變壓器的工作效率。
D)直流輸出電壓可調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比的計算
直流輸出電壓可調整式半橋開關電源的功能就要求輸出電壓可調，因此，半橋式變壓器開關電源的兩個控制開關K1、K2的占空比必須要小于0.5;因為半橋式變壓器開關電源正、反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓(平均值)的情況下，兩個控制開關K1、K2的占空比相當于要小一倍。當要求輸出電壓可調范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。根據(jù)(1-140)和(1-145)式，并把輸入電壓Ui換成Uab可求得：
(1-177)、(1-178)式，就是計算直流輸出電壓可調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數(shù)比的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的最少匝數(shù)，N2為變壓器次級線圈的匝數(shù)，Uo為直流輸出電壓，Uab為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關電源的工作電壓。
同樣，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮變壓器的工作效率以及整流二極管的電壓降和開關器件接通時的電壓降。
三、基本電子電路:開關電源講解
做硬件工程師的，幾乎都碰到過開關電源。網(wǎng)上的資料也很多。筆者也經常接觸開關電源，從工程應用實踐中自己總結了一些開關電源的心得。本文力求淺顯易懂。但愿對開關電源比較陌生的工程師能有所幫助。開關電源是一個很大的領域，本文的描述僅見一斑，有不當之處，望以斧正之。
1：常用的開關電源的原理——單端自激boost升壓電路
如上圖，開關電源利用電感電流不能瞬間改變的原理，用ctrl信號打開三極管，使得Vin通過電感和三極管向地流動。由于電感電流不能突變，因此，這個回路不能理解成短路，應理解成給電感充能。充能是通過電感流過的電流不斷增大體現(xiàn)的，電流越大，電感的儲能越多。
當電感電流增加到一定程度，用ctrl關閉三極管。則電感電流的回地的路就被切斷。同樣由于電感電流不能突變，因此，電流就會通過二極管流向電容。這樣就完成一次電感通過二極管給電容充電的過程。Ctrl信號周期性不停止的復現(xiàn)，宏觀上就形成從vin不斷流向電容的電流。這個過程與vout和vin電壓孰高孰低無關。意味著可升壓，也可降壓。
上面說的切斷電感電流，迫使電流流向改變，一般叫做“反激”，上圖的電感只有一個，反激點只有一個，叫做單端。有的電路用2個電感，交替進行電流流動。做直流逆變交流時，一般用2個電感，形成推挽效果。
2：如何實現(xiàn)穩(wěn)壓
上圖是原理。由于vout的負載不確定，因此，vout不可能穩(wěn)定在我們期望的電壓上，可能是升壓，也可能是降壓。解決這個問題的辦法是利用vout的電壓進行反饋。當vout電壓低于期望值時，反饋信號就會調整ctrl，使它打開三極管的時間相對延長。則電感充能更多，從而使vout上升。反過來也一樣。
這樣ctrl信號就有了個名字，叫pwm。一般是改變它的占空比。當vout電壓不夠時，增加pwm信號占空比，使得更多的電能流向vout。
3：占空比
從原理容易理解，pwm信號不能達到100%占空比，那樣就真的短路了。當pwm信號占空比大到一定程度時，也就是剛好有時間讓三極管能開關時，電感的充能達到極大值。這個電能必須能滿足后續(xù)電路的消耗。這樣就能使vout穩(wěn)定在我們需要的電壓上。
4：實用電路
有許多成熟芯片提供Pwm信號的產生，并提供反饋電壓調整pwm的占空比，這類芯片叫開關電源芯片，是專門用來設計開關電源的。下圖附一個成熟電路，是筆者在工程中應用的。
這個芯片把三極管集成到芯片內部，因此應用比較簡單。因為它能提供的電流很小，是給lcd供電的。+12V后面還有一個10uF/25V的電容。
5：設計開關電源要注意的幾個問題
A：注意電感的選擇，應參照芯片資料，切忌理解成輸出電流多大就用多大的電感，這是許多新手容易理解錯的地方。例如，輸出電流是0.5A，電感可不要選0.5A的哦，要按資料來選，一般是1A左右。如果電感的電流參數(shù)選小了，會很熱。二極管也一樣，電流參數(shù)不能按最終輸出電流選。電感值的大小涉及到飽和電流的問題，即電流大到一定程度后呈現(xiàn)飽和狀態(tài)，電流則會瞬間增大，不再受電流不能突變的約束。因此選擇電感時，可以比資料的推薦值稍大一些。因為電感的誤差比較大，市場常見的電感是±20%，所以寧大勿小的原則。買電感時要注意。
B：第1節(jié)的圖里的三極管，從原理易得：其導通電阻越小越好，開關響應越快越好。這2個因素是決定效率的最主要的2個方面。一般選擇mos管，要注意mos管的導通電阻和柵極寄生電容。芯片的輸出能否驅動得了柵極，如果驅動柵極的能力不夠，應使用LM5111等驅動芯片。
C：開關電源的噪聲比較大，尤其它是給后續(xù)電路提供電源的，這使得后續(xù)電路的電源從骨子里就帶噪聲。這種噪聲的消除，需要使用濾波電路，必要時用π型濾波。濾波要消耗電能，這與要達到的穩(wěn)壓效果成為一對矛盾，需要工程師權衡為達到某效果需要付出多大的濾波消耗。在開關電源后面串聯(lián)線性電源(例如7805等)不能顯著消除噪聲。一味加大電容也不是辦法，噪聲仍然能夠通過。不要期望既不付出電能消耗，又能消除噪聲。但是串聯(lián)電感器件的濾波電路確實更加節(jié)省一些。
D：開關電源兩端隔離的做法是用3個線圈共軛，一個用于自激充能，一個用于輸出，一個用于電壓反饋。值得一提的是，這種隔離不能消除開關引起的各種噪聲。噪聲會沿著共軛電感傳遞，而且噪聲的損耗很小。由于電壓反饋變成非直接的反饋，這種電源一般具有較大的誤差，但精度受影響很小，一般都帶輸出電壓調整。市場常見的模塊電源一般都帶電壓微調。
E：開關電源的地的布線。為了減少噪聲，需給噪聲盡量短的回地路線。第1節(jié)的圖中用了2個地符號。這2個地最終要接在一起，需要注意的是，vout后端有個電容，在這個電容的負端把2個地接在一起。這樣，開關芯片的噪聲能最大程度的消耗在自己那邊，能大大改善vout的噪聲。
F：設計開關電源時，功率設計要至少保留1倍的余地，例如設計5V1A的開關電源，最大功率輸出要能達到2A。不要按需求設計成1A的，那樣會使pwm占空比接近最大值，電感、mos管等都會發(fā)熱。一般掌握在穩(wěn)定輸出時，pwm在50%或稍小為宜。這樣整個電路工作在一個“比較舒服”的情況下，噪聲、發(fā)熱等各方面綜合性能都比較好。
G：開關電源的保護。從第1節(jié)的圖可以看出，當某種原因造成ctrl電平為常高時，會導致電感和三極管燒毀。Ctrl常低還好些，但是vin會串到vout上，對后續(xù)電路造成欠壓供電。常用的保護是在vin前端串聯(lián)一個過流保護器件，它一般是熱保護，電流過大會斷開。過一會兒又導通。
四、開關電源的熱設計方法解析
開關電源已普遍運用在當前的各類電子設備上,其單位功率密度也在不斷地提高.高功率密度的定義從1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3,目前已高達數(shù)百瓦每立方英寸.由于開關電源中使用了大量的大功率半導體器件,如整流橋堆、大電流整流管、大功率三極管或場效應管等器件。它們工作時會產生大量的熱量,如果不能把這些熱量及時地排出并使之處于一個合理的水平將會影響開關電源的正常工作,嚴重時會損壞開關電源.為提高開關電源工作的可靠性,熱設計在開關電源設計中是必不可少的重要一個環(huán)節(jié)。
1.熱設計中常用的幾種方法
為了將發(fā)熱器件的熱量盡快地發(fā)散出去,一般從以下幾個方面進行考慮: 使用散熱器、冷卻風扇、金屬pcb、散熱膏等.在實際設計中要針對客戶的要求及最佳費/效比合理地將上述幾種方法綜合運用到電源的設計中。
2.半導體器件的散熱器設計
由于半導體器件所產生的熱量在開關電源中占主導地位,其熱量主要來源于半導體器件的開通、關斷及導通損耗.從電路拓撲方式上來講,采用零開關變換拓撲方式產生諧振使電路中的電壓或電流在過零時開通或關斷可最大限度地減少開關損耗但也無法徹底消除開關管的損耗故利用散熱器是常用及主要的方法.
2.1 散熱器的熱阻模型
由于散熱器是開關電源的重要部件,它的散熱效率高與低關系到開關電源的工作性能.散熱器通常采用銅或鋁,雖然銅的熱導率比鋁高2倍但其價格比鋁高得多,故目前采用鋁材料的情況較為普遍.通常來講,散熱器的表面積越大散熱效果越好.散熱器的熱阻模型及等效電路如上圖所示
半導體結溫公式如下式如示：
pcmax(ta)= (tjmax-ta)/θj-a (w)
pcmax(tc)= (tjmax-tc)/θj-c (w)
pc: 功率管工作時損耗
pc(max): 功率管的額定最大損耗
tj: 功率管節(jié)溫
tjmax: 功率管最大容許節(jié)溫
ta: 環(huán)境溫度
tc: 預定的工作環(huán)境溫度
θs : 絕緣墊熱阻抗
θc : 接觸熱阻抗(半導體和散熱器的接觸部分)
θf : 散熱器的熱阻抗(散熱器與空氣)
θi : 內部熱阻抗(pn結接合部與外殼封裝)
θb : 外部熱阻抗(外殼封裝與空氣)
根據(jù)圖2熱阻等效回路, 全熱阻可寫為:
θj-a=θi+[θb *(θs +θc+θf)]/( θb +θs +θc+θf)
又因為θb比θs +θc+θf大很多,故可近似為
θj-a=θi+θs +θc+θf
�、賞n結與外部封裝間的熱阻抗(又叫內部熱阻抗) θi是由半導體pn結構造、所用材料、外部封裝內的填充物直接相關.每種半導體都有自身固有的熱阻抗.
�、诮佑|熱阻抗θc是由半導體、封裝形式和散熱器的接觸面狀態(tài)所決定.接觸面的平坦度、粗糙度、接觸面積、安裝方式都會對它產生影響。當接觸面不平整、不光滑或接觸面緊固力不足時就會增大接觸熱阻抗θc。在半導體和散熱器之間涂上硅油可以增大接觸面積，排除接觸面之間的空氣而硅油本身又有良好的導熱性，可以大大降低接觸熱阻抗θc。
當前有一種新型的相變材料，專門設計用采取代硅油作為傳熱介面，在65℃（相變溫度）時從固體變?yōu)榱黧w，從而確保界面的完全潤濕，該材料的觸變特性避免其流到介面外。其傳熱效果與硅油相當，但沒有硅油帶來的污垢，環(huán)境污染和難于操作等缺點。用于不需要電氣絕緣的場合。典型應用包括cpu散熱片，功率轉換模塊或者其它任何簧片固定的硅油應用場合，它可涂布在鋁質基材的兩面，可單面附膠，雙面附膠或不附膠。
③絕緣墊熱阻抗θs
絕緣墊是用于半導體器件和散熱器之間的絕緣.絕緣墊的熱阻抗θs取決于絕緣材料的材質、厚度、面積。下表中列出幾種常用半導體封裝形式的θs+θc
�、苌崞鳠嶙杩功萬
散熱器熱阻抗θf與散熱器的表面積、表面處理方式、散熱器表面空氣的風速、散熱器與周圍的溫度差有關。因此一般都會設法增強散熱器的散熱效果，主要的方法有增加散熱器的表面積、設計合理的散熱風道、增強散熱器表面的風速。散熱器的散熱面積設計值如下圖所示：
但如果過于追求散熱器的表面積而使散熱器的叉指過于密集則會影響到空氣的對流，熱空氣不易于流動也會降低散熱效果。自然風冷時散熱器的叉指間距應適當增大，選擇強制風冷則可適當減小叉指間距。如上圖所示：
⑤散熱器表面積計算
s=0.86w/(δt*α) (m2)
δt: 散熱器溫度與周圍環(huán)境溫度（ta）的差（℃）
α： 熱傳導系數(shù)，是由空氣的物理性質及空氣流速決定。α由下式決定。
α=nu*λ/l ()
λ:熱電導率（kcal/m2h）空氣物理性質
l：散熱器高度（m）
nu：空氣流速系數(shù)。由下式決定。
nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr
v：動粘性系數(shù)（m2/sec）,空氣物理性質。
v’:散熱器表面的空氣流速(m/sec)
pr: 系數(shù),見下表
2.2 散熱設計舉例
[例] 2scs5197在電路中消耗的功率為pdc=15w,工作環(huán)境溫度ta=60℃,求在正常工作時散熱器的面積應是多少?
解: 查2scs5197的產品目錄得知:pcmax=80w(tc=25℃),tjmax=150℃且該功率管使用了絕緣墊和硅油. θs+θc=0.8℃/w
從(2)式可得
θi=θj-c=(tjmax-tc)/pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/w
從(1)式可得
θj-a=(tjmax-ta)/pdc=(150-60)/15=6℃/w
從(4)式可得
θf=θj-a－(θi＋θc＋θs) ≒6－(1.6+0.8)=3.6℃/w
根據(jù)上述計算散熱器的熱阻抗須選用3.6℃/w以下的散熱器.從散熱器散熱面積設計圖中可以查到:使用2mm厚的鋁材至少需要200cm2,因此需選用140*140*2mm以上的鋁散熱器.
注：在實際運用中，tjmax必須降額使用，以80%額定節(jié)溫來代替tjmax確保功率管的可靠工作。
3、自然風冷與強制風冷
在開關電源的實際設計過程中，通常采用自然風冷與風扇強制風冷二種形式。自然風冷的散熱片安裝時應使散熱片的葉片豎直向上放置，若有可能則可在pcb上散熱片安裝位置的周圍鉆幾個通氣孔便于空氣的對流。
強制風冷是利用風扇強制空氣對流，所以在風道的設計上同樣應使散熱片的葉片軸向與風扇的抽氣方向一致，為了有良好的通風效果越是散熱量大的器件越應靠近排氣風扇，在有排氣風扇的情況下，散熱片的熱阻如下表所示：
4、金屬pcb
隨著開關電源的小型化，表面貼片元件廣泛地運用到實際產品中，這時散熱片難于安裝到功率器件上。當前克服該問題主要采取金屬pcb作為功率器件的載體，主要有鋁基覆銅板、鐵基覆銅板，金屬pcb的散熱性遠好于傳統(tǒng)的pcb且可以貼裝smd元件。另有一種銅芯pcb，基板的中間層是銅板絕緣層采用高導熱的環(huán)氧玻纖布粘結片或高導熱的環(huán)氧樹脂，它是可以雙面貼裝smd元件，大功率smd元件可以將smd自身的散熱片直接焊接在金屬pcb上，利用金屬pcb中的金屬板來散熱。
5、發(fā)熱元件的布局
開關電源中主要發(fā)熱元件有大功率半導體及其散熱器，功率變換變壓器，大功率電阻。發(fā)熱元件的布局的基本要求是按發(fā)熱程度的大小，由小到大排列，發(fā)熱量越小的器件越要排在開關電源風道風向的上風處，發(fā)熱量越大的器件要越靠近排氣風扇。
為了提高生產效率，經常將多個功率器件固定在同一個大散熱器上，這時應盡量使散熱片靠近pcb的邊緣放置。但與開關電源的外殼或其它部件至少應留有1cm以上的距離。若在一塊電路板中有幾塊大的散熱器則它們之間應平行且與風道的風向平行。在垂直方向上則發(fā)熱小的器件排在最低層而發(fā)熱大的器件排在較高處。
發(fā)熱器件在pcb的布局上同時應盡可能遠離對溫度敏感的元器件，如電解電容等。
6、結語
開關電源的熱設計應充分考慮產品所處的工 作環(huán)境及實際的工作狀態(tài)并將上述幾種方法綜合運用才能設計出既經濟又能充分保證半導體散熱的開關電源產品。
牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，由于廣大工程師網(wǎng)友對前兩期的熱烈反響，電子發(fā)燒友再接再厲推出《工程師不可不知的開關電源關鍵設計》系列三和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關注后續(xù)章節(jié)。
一、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用
1 上電浪涌電流
目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。
浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。
2 上電浪涌電流的限制
限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點是簡單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。
3 上電浪涌抑制模塊
3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。
3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。
欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。
3.3 測試結果
A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或 35mm×25mm×11mm。
B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。
模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。
4 結語
開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。
二、開關電源并聯(lián)均流實現(xiàn)
引言
大功率DC/DC開關電源并聯(lián)中遇到的主要問題就是電流不均，特別在加重負載時，會引起較為嚴重的后果。普通的均流方法是采取獨立的PWM控制器的各個模塊，通過電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運放的輸入或者輸出腳來凋節(jié)輸出電壓，從而達到均流的目的。顯然，電流采樣是一個關鍵問題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時會使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無損的電流采樣方法，并在這種電流檢測方法的基礎上實現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)的均流。
1 一種新的電流采樣方法
如前所述，在均流系統(tǒng)中一些傳統(tǒng)的電流采樣力法都或多或少有些缺點。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡單方便，又沒有損耗。
下面以圖l所示的Buck電路為例，說明這種新的電流檢測方法的原理和應用。
電流檢測電路由一個簡單的RC網(wǎng)絡組成，沒流過L的電流為iL，流過C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）
對式（1）在一個開關周期求平均值得
式中：VL是電感上的電壓在一個開關周期的平均值，顯然VL=O;
Vo為輸出電壓平均值;
IL電感電流平均值，等于負載電流ILoad;
Ic是電容在一個開關周期內充放電電流的平均值，顯然Ic=0;
R1為電感的等效串聯(lián)電阻（ESR）。
于是式（2）可化為
所以，要檢測負載電流及電感電流的大小，只要檢測RC網(wǎng)絡電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡易、沒有損耗地對電流進行采樣。
2 基于新的電流采樣方法的均流原理
以兩路并聯(lián)Buck電路為例，如圖2所示。
由式（3）知，
Vc1=IL1R1+V
Vc2=IL2R2+V
式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;
IL1、IL2分別是L-和L2流過電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;
R1及R2是濾波電感的等效串聯(lián)電阻，當在工藝上設計并聯(lián)電源每路輸出電感基本上一樣時，可以認為R1=R2。
因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來進行均流控制。
這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。
3 常用均流方法的分析比較
開關電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有以下幾種。
輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調節(jié)開關變換器的外特性傾斜度（即調節(jié)輸出阻抗），以達到并聯(lián)模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡單的大致均流的方法，精度比較低。
主從法適用于電流型控制的并聯(lián)開關電源系統(tǒng)中。這種均流系統(tǒng)中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。這種方法要求每個模塊問有通訊，所以使系統(tǒng)復雜化，并且當主模塊失效時，整個電源系統(tǒng)便不能工作。
平均值均流每個并聯(lián)模塊的電流放大器輸出端接一個相同的電阻到一條公共母線上，形成平均值母線。當某模塊電壓比母線電壓高時，輸出電壓下降，反之亦然。
最大值均流法和平均值均流法相似，區(qū)別只是每路電流通過一個二極管連到一條公共母線上。這種方法其實質是一種“民主均流”方法，電流最大的那個模塊自動成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動主從控制”。
平均值均流和最大值均流法的均流母線斷開或者開路都不會影響各個電源模塊獨立工作，并且是自動均流方法，均流精度比較高。
圖4為常見均流方法的原理圖。如果均流母線是并聯(lián)模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯(lián)模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線是并聯(lián)模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個模塊都需要有一套獨立的PWM控制環(huán)。
4 新的均流方案
本文提出的方案是基于前所述的每路加一個簡單的RC網(wǎng)絡檢測其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對系統(tǒng)進行均流控制就是對各路RC網(wǎng)絡C上電壓進行均壓。其均流原理圖如圖5所示。
圖5中：Vbus為均流母線電壓;
Vref為輸出電壓參考值;
Vs為輸出電壓的采樣值。
其工作原理和過程如下：
通過檢測RC網(wǎng)絡中C兩端的電壓，作為電流信號，幾路電流信號（本例只有兩路）通過一個相同的電阻就得到了平均值均流母線，平均值均流母線電壓值與負載有關，表征負載電流的大小。
然后將每路采樣來的電流信號與母線電壓比較，得到誤差信號，去修正輸出電壓參考信號，從而對PWM控制器的占空比輸出進行微調，達到均流和穩(wěn)壓的目的。
5 實測結果
樣機是一臺DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯(lián)的開關電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿載進行測量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩(wěn)定。當輸出電流越大，即大功率并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，均流效果越好。
6 結語
這種方案使電流檢測很方便，能高效率、低成本、簡單、方便地實現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流。
三、典型開關電源保護電路
多數(shù)LED應用利用功率轉換和控制組件連接各種功率源，如交流電線、太陽能電池板或電池，來控制LED驅動裝置的功率耗散。對這些接口加以保護，防止它們因過流和過溫而受損，常常用到具有可復位能力的聚合物正溫度系數(shù)（PPTC）組件（圖）。可以與功率輸入串聯(lián)一個PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內的過壓保護。典型開關電源保護電路：
四、基于UC3842的反激式開關電源設計
高頻開關穩(wěn)壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優(yōu)點而得到了廣泛應用。傳統(tǒng)的開關電源控制電路普遍為電壓型拓撲， 只有輸出電壓單閉控制環(huán)路， 系統(tǒng)響應慢， 線性調整率精度偏低。隨著PWM 技術的飛速發(fā)展產生的電流型模式拓撲很快被大家認同和廣泛應用。電流型控制系統(tǒng)是電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)， 一個是檢測輸出電壓的電壓外環(huán)， 一個是檢測開關管電流且具有逐周期限流功能的電流內環(huán)， 具有更好的電壓調整率和負載調整率， 穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補償， 單路調制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設計采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機， 并對其進行工作環(huán)境下的測試。
1 UC3842 的工作原理
UC3842 內部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網(wǎng)絡， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準電壓（ 一般為2.5 V） 進行比較， 產生誤差電壓。3 腳是電流檢測輸入端， 與取樣電阻配合， 構成過流保護電路。當電源電壓異常時， 功率開關管的電流增大， 當取樣電阻上的電壓超過1 V時， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護功率開關管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時電阻與定時電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅動雙極型功率開關管或MOSFET.7 腳接電源， 當供電電壓低于16 V 時， UC3842 不工作， 此時耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過一個大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動， 低于10V 則停止工作。工作時耗電約為15 mA.8 腳是基準電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準電壓， 電流可達50mA.由圖1（ b） 可見， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調整率可達0.01% ， 工作頻率為500 kHz.
圖1 UC3842 管腳圖和內部結構圖
2 反激變換器的設計
此次設計的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開關電源初級側高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預定技術指標如下。
輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開關頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。
如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓撲，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構成的，該電路具有結構簡單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優(yōu)點。工作模式選擇在斷續(xù)模式到臨界模式之間。功率開關管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。
控制電路是整個開關電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流反饋控制。電路電流環(huán)控制采用UC3842 內部電流環(huán)，電壓外環(huán)采用T L431 和光耦PC817 構成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經采樣電阻采集到初級側電流進行比較，從而調節(jié)輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設計中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時，輸出端將關閉；當3 腳上的電壓高于1 V 時，電流限幅電路將開始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開關管上波形出現(xiàn)“打嗝”現(xiàn)象，從而可以實現(xiàn)過壓、欠壓、限流等保護功能。
圖2 系統(tǒng)原理圖
3 反饋回路參數(shù)的計算
反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431 和線性光耦PC817 構成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級側隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩(wěn)壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓Vo 升高時， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設定電壓大于基準電壓（TL431 的基準電壓為2.5 V） ， 使TL431 內的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內驅動三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩(wěn)定； 反之， 輸出電壓下降引起設定電壓下降， 當輸出電壓低于設定電壓時， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內驅動三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補償輸入電流隨之變化， 促使片內對PWM 比較器進行調節(jié)， 改變占空比， 達到穩(wěn)壓的目的。
從TL431 技術資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：
這里選擇R13= 10 k Ω，根據(jù)TL431 的特性可以計算R12：
其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。
TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當R9 的電流接近于零時， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：
其中， 發(fā)光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。
UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發(fā)光二極管正向電流If 控制， 通過PC817 的Vce與I c關系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內線性變化， 符合UC3842 的控制要求。
圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關系圖
PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當I c= 7mA 時， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時要求流過發(fā)光二極管最大電流：
所以：
其中， Uka為TL431 正常工作時的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發(fā)光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過R9 的最大電流為50 mA。
R9 的取值要同時滿足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。
4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設計
由變換器預定技術指標可知變壓器初級側電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預設效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。
變壓器的輸入功率：
根據(jù)面積乘積法來確定磁芯型號， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數(shù)A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。
因為所選的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：
其中， f 是開關頻率， Hz.
其中， 磁感應強度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設計在斷續(xù)工作模式k= 1（ 連續(xù)模式k= 0.5）。
磁芯氣隙：
次級匝數(shù)：
其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。
為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。
5 樣機測試結果及分析
直流輸入電壓300 V 時所測結果如圖5 所示。
圖5 MOSFET柵源極電壓波形圖
從圖5 可以看出： 開關管驅動脈沖前沿電壓比較陡峭， 電壓上升很快， 而且上升沿有一定過沖， 可以加快開關管的開通， 驅動電平適中， 滿足驅動要求。開關管驅動脈沖占空比隨著負載的加大而增大， 以滿足輸出電壓的需要。帶載2 A 時， 占空比達到31.33% 。
圖6 MOSFET 漏源極間電壓波形圖
從圖6 可以看出： 當負載為額定負載2 A 時， 變換器可靠地工作在斷續(xù)模式。繼續(xù)加大負載可以看到變換器的工作狀態(tài)從斷續(xù)模式到連續(xù)模式的過渡過程。鉗位電路經調試以后， 使漏源極電壓小于MOSFET的最大耐壓750 V， 并有一定余量， 從而保護了MOSET ， 延長使用壽命。
如圖7 所示， PWM 控制器U C3842 從采樣電阻取得的流經MOSFET 電流波形。2 A 額定負載下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器內部限幅電路不工作， 變換器可以穩(wěn)定工作。大于1 V 時， 控制器會關閉驅動輸出， 變換器停止工作。實現(xiàn)過載保護功能。
圖7 3 腳C/ S 端電流檢測波形圖（ 帶載2 A 時）
從圖5 -圖7 可以看到， 從輕載到重載的負載條件過渡中， 所設計的變換器從電流斷續(xù)模式到電流臨界連續(xù)模式下工作。滿載效率87？？ 8%， 負載調整率2？？ 5% ，電壓調整率0？？ 056% 。測試結果證明樣機工作穩(wěn)定可靠， 具有良好的靜動態(tài)特性而且符合預定的性能指標。
五、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用
1 上電浪涌電流
目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。
浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。
2 上電浪涌電流的限制
限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點是簡單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。
3 上電浪涌抑制模塊
3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。
3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。
欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示�！�
3.3 測試結果
A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或 35mm×25mm×11mm。
B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。
模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。
4 結語
開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。
六、開關電源中電磁干擾的抑制方法
引言
隨著開關電源技術的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個應用領域對開關電源的需求也不斷增長，但是，開關電源存在嚴重的電磁干擾（）問題。它不僅對電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對空間也造成電磁污染。于是便產生了開關電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對該環(huán)境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。
開關電源的電磁干擾可分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。
本文針對一種桌面式180W塑殼開關電源（負載是12V／15A的半導體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標問題，從原理上進行了分析，并探討了解決方案。
1 180 W開關電源的電路結構分析與電磁干擾測試
1．1 主電路與結構布局分析
該開關電源的電路原理如圖1所示
電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導通時間較短，濾波電容充電電流瞬時值的峰值大，整流后的電流波形為脈動狀，產生高的諧波電流。
半橋電路中高頻導通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關電源的主要騷擾源，產生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產生的高次諧波，通過開關管與散熱器問的分布電容傳入內部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。
該開關電源的內部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側留有通風孔，風機在右邊，采用向外抽風方式散熱，保證塑殼內的熱量及時排出，避免熱量在塑殼內積聚。該布局的優(yōu)點是通風路比較通暢，但也存在缺點—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產生空間耦合，形成輻射騷擾。
1．2 電磁干擾測試
表l所列為測得的7～21次諧波電流的數(shù)值，其中11、15、17次諧波電流都超標。
輻射騷擾預測結果在30～50MHz和100MHz處超出限值，如圖4所示。
2 電磁干擾的抑制
2．1 諧波電流的抑制
采用功率因數(shù)校正可以解決諧波電流超標的問題。有源功率因數(shù)校正采用Boost升壓PFC電路，功率因數(shù)提高到O．99以上，使得諧波電流很小，但電路復雜，成本也不低，而且電路中的開關管和高壓整流二極管的開關噪聲將成為新的騷擾源，使整機的EMI達標增加了難度。
考慮到在交流輸入電壓（AC 220～250V）范圍內，滿足電壓調整率情況下，適當減小濾波電容，輸入串聯(lián)電阻可以在一定程度上降低濾波電容充電電流瞬時值的峰值，滿足諧波電流限值，且功率損耗在可以接受的范圍之內，整機電源效率下降不多，也不失為較好方法。采用這一方法后實測諧波電流值如表2所列。
2.2傳導騷擾的抑制
傳導噪聲主要來源半橋中功率開關管S1及S2以頻率25 kHz交替工作，功率開關管集電極發(fā)射極電壓Uce和發(fā)射極電流，。波形接近矩形波。傅立葉分析表明，矩形波脈沖具有相當寬的頻率帶寬，含有豐富的高次諧波，脈沖波形的頻譜幅度在低頻段較高。另外，功率開關管在截止期間．高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產生尖峰干擾。
輸入濾波器是為變換器的電磁騷擾電平和外界的電磁騷擾源設計的一種低阻抗通道（即低通濾波器），以抑制或去除電磁騷擾，達到電磁兼容的目的。
如圖5所示，輸人濾波器是由電感（LFI、LF2）和CY電容（C4、C5）及Cx電容（C1、C2、C3）組成的低通濾波器電路構成。對頻率較高的噪聲信號有較大的衰減。C1、C2、C3是濾除共模干擾的電容，C4、C5是濾除差模干擾的電容，LF1、LF2是共模線圈。
圖3中低頻傳導干擾（O.15～lMHz范圍）超標，共模噪聲的主要騷擾源是功率開關管，低頻傳導干擾抑制以增加共模電感的電感量為主，當共模電感從原設計的15mH增加到24mH時，低頻傳導干擾最大處下降30dB，得到了顯著改善。如圖6所示。
輸入濾波器對20MHz以下噪聲抑制有明顯的效果。理想輸入濾波器是低通濾波器，但實際上是帶阻濾波器
當開關電源頻率增加時，所需的共模電感可大大減小，共模電感體積也減小。但是，開關電源在20MHz以上頻帶的輻射噪聲份量有所增加，給輻射騷擾的達標帶來麻煩。開關頻率和共模電感的關系如表3所列。
由于共模電感線圈存在寄生電容，高頻噪聲成分經過寄生電容向外發(fā)射騷擾，故使用單個大感量共模電感不容易達到好的高頻濾波效果，一般采用兩個共模電感，同樣的電感量抑制高頻噪聲很見效，將有6dB以上的差值。
Cx電容器高頻阻抗頻率特性是一個關系電磁騷擾抑制效果的重要參數(shù)。電容器在高頻使用時等效為r（等效串聯(lián)電阻）+c+L（等效串聯(lián)電感）電路。由于電容器自身的固有電感（即等效串聯(lián)電感）存在，在頻率低的范圍，電容器電抗呈容性，在頻率高的范圍，電容器電抗呈感性，這時抑制騷擾的能力就明顯下降。電容器的固有引線電感越小和騷擾源的高頻內阻抗越大，則抑制騷擾的效果越好。
首先，從電磁騷擾源產生的機理人手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較
嚴重+通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。
C4及Cs的引線和連接地引線應盡量短，以使接地阻抗盡量小，噪聲能經過電容旁路到地線，C4及C5取較大電容量濾波效果好，但是，隨著電容量的增加泄漏電流也增加了，而泄漏電流值是電氣安全中的重要指標，決不允許超過規(guī)定數(shù)值一一般的漏電流限制是3.5 mA，此桌面式塑殼開關電源屬手持式設備，最大漏電流限制為O．75 mA，實測值為O.55mA。
電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發(fā)生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。經過數(shù)次整改后，得到滿意的結果如圖7所示。
2．3輻射騷擾的抑制
輻射騷擾足指由任何部件、天線、電纜或連接線輻射的電磁干擾。
通常在電路元件布局上，應盡量使輸入交流和輸出直流插座（包括引線）分開并遠離。采用一端輸入另一端輸出是．種合理的布局。但考慮電源內部散熱通風，該電源采用圖2的散熱結構。不可回避的問題是輸入輸出線纜之間可能發(fā)生空間耦合，當有高頻傳導電流通過時就會產生強烈的輻射。
首先，從電磁騷擾源產生的機理入手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較嚴重，通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。
鐵氧體磁環(huán)和磁珠使用方便，價格便宜，抑制電磁干擾效果明顯。鐵氧體電感的等效電路為由電感L和電阻R組成的串聯(lián)電路，L和R都是頻率的函數(shù)。電阻值隨著頻率增加而增加，這樣就構成了一個低通濾波器。低頻時R很小，L起豐要作用，電磁干擾被反射而受到抑制；高頻時R增大，電磁干擾被吸收并轉換成熱能，使高頻干擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的最佳抑制頻率范圍。通常磁導率越高，抑制的頻率就越低。此外，鐵氧體的體積越大，抑制效果越好。在體積一定時，長而細的形狀比短而粗的抑制效果好，內徑越小抑制效果也越好。鐵氧體抑制元件應當安裝在靠近干擾源的地方。對于輸入、輸出電路，則應盡量靠近屏蔽殼的進、出口處。
整流二極管使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環(huán)繞（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約lOdB，但40MHz和100 MHz處余量較小，準峰值測試僅有5dB裕量�？紤]到認證過程繁瑣，周期長，而且各個認證檢測服務中心之間允許有2～3dB的誤差，產品的預測應在6dB以上的裕量為合適，如圖8所示。
鐵氧體磁珠、鐵氧體磁環(huán)的使用對騷擾源噪聲的抑制有了較大改善，如仍還不能滿足要求，只好采用屏蔽措施，在輸入輸出之間用2mm厚的鋁板隔離，以切斷通過空間耦合形成的電磁噪聲傳播途徑。結果輻射騷擾噪聲裕量達到了12dB以上，抑制噪聲效果相當明顯。通過以上措施大3m法電波暗室與IOm法電波暗室測試規(guī)定限值的轉換：由于標準GB9254認定ITE（信息技術設備）在10m測量距離處得到輻射騷擾限值，而較多的EMC檢測服務中心是在3m電波暗室內測試，因為場強大小與距離成反比，所以在3m法中測得的噪聲電平比在10m法時的噪聲電平值要下降10 dB。
圖4、圖8、圖9是由3m法電波暗室測得，其輻射騷擾限值為30～230MHz準峰值限值40dB，230～1000MHz準峰值限值47dB。圖10是由10m法電波暗室測得，圖9與圖lO比較，輻射噪聲波形相差不多。僅在兒個頻率點的噪聲電平略有增加。
3 結語
經過以上的整改后，再次測試l80W電源的電磁兼容完全達到了設計要求。在電源設計初期解決EMI問題，結構尚未定型，可選用的方法多，有利于降低成本。
除以上所述的抑制措施外，還有其它一些方案，但設計方案都要兼顧電源成本。
與EMI相關的因素多且復雜，僅做到上述的幾點是遠遠不夠的，還有接地技術、PCB布局走線等都是很重要的。電磁兼容的設計任重而道遠，我們要不斷進行研究，以使我國的電子產品電磁兼容水平與國際同步。
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